【導讀】移動設備消耗的能量是開關能量和泄漏能量的組合。當開關能量占主導地位時，降低電源電壓電平可有效降低總功耗，因為開關能量與電源電壓的平方成正比。
移動設備消耗的能量是開關能量和泄漏能量的組合。當開關能量占主導地位時，降低電源電壓電平可有效降低總功耗，因為開關能量與電源電壓的平方成正比。
動態(tài)電壓和頻率調節(jié) (DVFS) 可根據工作頻率要求控制電源電壓，對此目的特別有效。
工作頻率
在下面的圖 1中，實心黑色曲線顯示了 DVFS 下能耗對工作頻率的依賴關系。這里，工作頻率隨著電源電壓的降低而單調降低。
當工作頻率高于電源電壓（Vopt）的能量點（MEP）時，能耗隨著工作頻率的降低而減少。然而，當運行頻率低于 MEP 的運行頻率時，能耗會隨著運行頻率的降低而增加。
當電源電壓接近LSI晶體管的閾值電壓時，即使是微小的變化也會導致工作頻率發(fā)生很大的變化。在這種情況下，由于工作時間增加而導致的泄漏能量的增加將超過由電源電壓降低導致的開關能量的任何減少，因此總能量將增加。
在這種情況下，僅靠 DVFS 不足以降低能耗。然而，所提出的將 DVFS 與功率門控相結合的技術（一種減少漏電的技術，其中插入在電源和目標電路之間的電源開關在目標電路空閑時間內關閉）被證明更為有效。
通過 DVFS 和功率門控的組合，當所需頻率低于 MEP 的頻率時，目標電路在 Vopt 下工作，并且通過空閑時間期間的功率門控來減少泄漏能量。
盡管較高的電源電壓會導致開關能量增加，但由于泄漏能量的減少，總能量比單獨的 DVFS 減少了更多（參見下面圖 1 中的紅色實線，其中也顯示了該方案的框圖）。
圖 1：實心黑色曲線顯示 DVFS 下的能耗與運行頻率的關系。
MEP 監(jiān)視器確定用于化能耗的 Vopt，延遲監(jiān)視器確定滿足頻率要求所需的電源電壓值，并向調節(jié)器輸出控制信號，調節(jié)器通過向目標電路提供適當的電壓來做出響應。
當確定的電源電壓低于Vopt時，MEP監(jiān)視器禁用控制信號，并且電源電壓維持在Vopt。當目標電路工作在Vopt時，MEP監(jiān)視器還使電源門控控制器能夠控制電源開關，以減少空閑時間的泄漏能量。MEP監(jiān)視器控制整個系統(tǒng)以化操作能量，是該方案的關鍵組件。
雖然能量減少在很大程度上取決于確定 Vopt 的準確程度，但這里的準確性并不容易，因為 Vopt 在很大程度上取決于泄漏電流，而泄漏電流又取決于溫度、電源電壓和其他因素。已經提出了許多不同的方法來解決這個問題。
傳統(tǒng)與新型
一種方法是根據目標電路在不同電源電壓電平下的實際能耗測量來確定 Vopt，并選擇能耗少的電壓。由于目標電路本身用作能量監(jiān)視器，因此該方案相對于 MEP 而言具有很高的度，但在監(jiān)視器操作期間必須暫停電路操作。
另一種傳統(tǒng)方法是使用理論方程。例如，的一種方法是基于 MEP 處的 delta Eall/delta VDD = 0 的事實。在這種方法中，Vopt 表示為方程 2。
不幸的是，這種方法似乎并不適合電路實現，因為它包括一個參數n，該參數n對電源電壓的依賴性是非線性的。NEC 設計了一種確定 Vopt 的新方法，該方法由簡單的組件組成，適合電路實現。
與以前的方法相比，這種新技術允許同時進行監(jiān)控操作和電路操作，并且已被證明是可行的。它基于 MEP 處 deltaEall VDD = 0 的事實，其中 Eall 表示為上面圖 1中的公式 1 。
請注意，(IL1T1-IL2T2)/Delta V 替換為 delta ILT)/deltaVDD 等式的微分。然后可以通過近似推導公式 3，其中 Delta V 遠小于 VDD。IL1 和 T1 分別是 VDD 時的漏電流和關鍵路徑延遲，而 IL2 和 T2 是 VDD-Delta V 時的漏電流和關鍵路徑延遲。由于漏電流和關鍵路徑延遲都可以用監(jiān)視器測量，因此公式 3 適用于電路實現。
根據公式 3，我們可以確定 Vopt 如下： 它的右邊等于電容器的電壓，該電容器初充電至 VDD，然后用 IL1 額外充電 T1 時間，并用 IL2 放電 T2 時間，其中電容器的電容是目標電路的開關電容和開關活動的乘積。對于給定的 VDD，如果電容器的電壓等于 VDD-Delta V，則該 VDD 將是化能耗的電壓。
圖 2：所示為建議的電壓確定器和測量結果
電路實現
上面的圖 2 顯示了用于確定 Vopt 的電路。這是一個非常簡單的電路，由一個電容為 alpha x C0 的可變電容器組成；兩個漏電流發(fā)生器，每個包含目標電路的復制品；兩個脈沖發(fā)生器，每個包含目標電路的關鍵路徑復制品；一個比較器；和三個開關。IL1 和 IL2 分別從兩個漏電流發(fā)生器流出或流入兩個漏電流發(fā)生器。
SW1、SW2和SW3打開分別對電容器進行初始充電、附加充電和放電。為了打開 SW2 和 SW3，脈沖發(fā)生器分別產生脈沖寬度為 T1 和 T2 的信號。
采用90nm CMOS技術制造了測試芯片來評估電路的有效性以及DVFS與功率門控的結合。目標電路是一個 101 級環(huán)形振蕩器，由兩個 FO = 4 的輸入與非門組成。
圖 2 顯示了目標電路的能量對電源電壓的依賴性，以及由確定器電路確定的點，其中 Delta V = 20mV。曲線代表開關活性為0.1條件下的三個溫度（25℃、75℃和125℃）。
該電路在所有條件下都能準確地確定 MEP 實際電壓值 50mV 以內的電壓。圖 2 還顯示，在 125°C 且 Vopt=0.67V 的情況下，采用 40MHz 功率門控的 Vopt 操作可實現 52.8% 的能耗降低，比僅使用 5MHz DVFS 實現的能耗還要高。
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