【導(dǎo)讀】對(duì)于信號(hào)傳輸線(xiàn)路較長(zhǎng)且信號(hào)強(qiáng)度較低的情況，必須處理射頻干擾，尤其在儀表放大器的典型應(yīng)用中，它能從較強(qiáng)共模噪聲和干擾中提取較弱的差分信號(hào)。下面分享幾個(gè)放大器中射頻干擾整流誤差電路。
有個(gè)潛在問(wèn)題卻往往被忽視，即儀表放大器中存在的射頻整流問(wèn)題。當(dāng)存在強(qiáng)射頻干擾時(shí)，集成電路可能對(duì)干擾進(jìn)行整流，然后以直流輸出失調(diào)誤 差表現(xiàn)出來(lái)。儀表放大器輸入端的共模信號(hào)通常被其共模抑制的性能衰減了。射頻整流仍然會(huì)發(fā)生，因?yàn)榧词棺詈玫膬x表放大器在信號(hào)頻率高于20 kHz時(shí)，實(shí)際上也不能抑制共模噪聲。放大器的輸入級(jí)可能對(duì)強(qiáng)射頻信號(hào)進(jìn)行整流，然后以直流失調(diào)誤差表現(xiàn)出來(lái)。一旦經(jīng)過(guò)整流后，在儀表放大器輸出端的低通 濾波器將無(wú)法消除這種誤差。如果射頻干擾為間歇性，那么它會(huì)導(dǎo)致無(wú)法被覺(jué)察到的測(cè)量誤差。
設(shè)計(jì)實(shí)用的射頻干擾濾波器
解決這一問(wèn)題的最實(shí)用方案是在儀表放大器之前 使用一個(gè)差分低通濾波器，以對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行衰減。該濾波器有三個(gè)作用：盡可能多地消除輸入線(xiàn)路中的射頻能量；使每條線(xiàn)路與接地（共用）之間的交流信號(hào)保持 平衡；并在整個(gè)測(cè)量帶寬內(nèi)維持足夠高的輸入阻抗，以避免增加信號(hào)源的負(fù)載。
圖1是多種差分射頻干擾濾波器的基本框圖。圖中所示元件值均針對(duì)AD8221選擇，AD8221的–3dB典型帶寬值為：
圖1 用于防止射頻干擾整流誤差的低通濾波器電路
1MHz，典型電壓噪聲電平為7 nVQQ截圖20141204111321.jpg。除抑制射頻干擾之外，該濾波器同時(shí)具有輸入過(guò)載保護(hù)功能。因?yàn)殡娮鑂1a和R1b有助于隔離儀表放大器輸入電路與外部信號(hào)源。圖2是該抗射頻干擾電路的簡(jiǎn)化圖。從圖中可見(jiàn)，濾波器形成一個(gè)橋接電路，其輸出跨接于儀表放大器的輸入引腳間。鑒于這種連接方法，C1a/R1a與 C1b /R1b兩個(gè)時(shí)間常數(shù)之間的任何不匹配都會(huì)導(dǎo)致橋路失衡，從而降低高頻共模抑制性能。因此，電阻R1a和R1b以及電容C1a和C1b均應(yīng)始終相等。
圖2 電容C2構(gòu)成C1a/C1b的旁路，并能有效降低因元件不匹配引起的交流共模抑制誤差
如圖所示，C2跨接于電橋的輸出端，從而使得C2實(shí)際上與C1a和C1b構(gòu)成的串聯(lián)組合呈并聯(lián)關(guān)系。這樣連接后，C2能有效降低因不匹配導(dǎo)致的任何交 流共模抑制誤差。例如，如果C2比C1大10倍，這種連接方式將使因C1a/C1b不匹配導(dǎo)致的共模抑制誤差降低至原來(lái)的二十分之一。需要注意的是，該濾 波器不影響直流共模抑制。[page]
適用于A(yíng)D620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路
圖3是針對(duì)通用型儀表放大器（如AD620系列）的電路，與AD8221系列相比，這類(lèi)儀表放大器的噪聲電平較高（12 nVHz）、帶寬較低。相應(yīng)地，這類(lèi)儀表放大器使用了相同的輸入電阻，但電容C2的值大約增加5倍，達(dá)0.047 F，以便提供足夠的射頻衰減。采用圖中所示值時(shí)，電路的–3 dB帶寬約為400Hz；通過(guò)將R1和R2的電阻值降至2.2 k ，可將帶寬提高到760 Hz。需要注意的是，增加帶寬是要付出代價(jià)的，要求儀表放大器前面的電路驅(qū)動(dòng)的阻抗載荷較低，因此會(huì)在一定程度上降低輸入過(guò)載保護(hù)性能。
圖3 用于A(yíng)D620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路
用于微功耗儀表放大器的射頻干擾抑制電路有些儀表放大器比其它放大器更容易發(fā)生射頻整流，因而需要采用更強(qiáng)的濾波器。輸入級(jí)工作電流較低的微功耗儀表放大器（如AD627）即是一個(gè)很好的例 子。增加兩只電阻R1a/R1b的值以及/或者電容C2的值這種簡(jiǎn)單的方法可提高射頻衰減，但代價(jià)是信號(hào)帶寬降低。由于A(yíng)D627儀表放大器與通用型集成 電路（如AD620系列器件）相比，具有更高的噪聲（38nV Hz），因此可采用電阻值較高的輸入電阻，而不會(huì)大幅降低電路的噪聲性能。圖4對(duì)圖1所示基本RC抗射頻干擾電路進(jìn)行了修改，采用電阻值更高的輸入電阻。
圖4 用于A(yíng)D627的射頻干擾抑制電路
濾波器帶寬約為200 Hz。當(dāng)增益為100、輸入為1V p-p時(shí)，最大直流失調(diào)電壓在1 Hz至20 MHz頻率范圍內(nèi)約為400 VRTI。增益不變時(shí)，電路的射頻信號(hào)抑制（輸出端射頻電平/輸入端射頻電平）將優(yōu)于61 dB。用于A(yíng)D623儀表放大器的射頻干擾濾波器
圖5顯示的是建議與AD623儀表放大器搭配使用的抗射頻干擾電路。由于這種器件與AD627相比，較難受到射頻干擾的影響，因此可將輸入電阻的值從20 k 降至10 k ，結(jié)果會(huì)增加電路的信號(hào)帶寬，降低電阻的噪聲貢獻(xiàn)。此外，10k 電阻還可提供極其有效的輸入保護(hù)。采用圖中所示值時(shí)，濾波器的帶寬約為400Hz。當(dāng)增益為100、輸入為1Vp-p時(shí)，最大直流失調(diào)電壓小于1 V RTI。增益不變時(shí)，電路的射頻信號(hào)抑制優(yōu)于74 dB。
圖5 AD623射頻干擾抑制電路
AD8225射頻干擾濾波器電路
圖6顯示的是針對(duì)這種儀表放大器的推薦射頻干擾濾波器。AD8225儀表放大器增益固定為5，且較AD8221更易受射頻干擾的影響。如不采用射頻干 擾濾波器，當(dāng)輸入2 Vp-p、10 Hz至19 MHz正弦波時(shí)，這種儀表放大器測(cè)得的直流失調(diào)電壓約為16 mV RTI。通過(guò)使用電阻值更大的電阻，該濾波器可得到比AD8221電路更高的射頻衰減：用10 k 代替4 k 。由于A(yíng)D8225具有較高的噪聲電平，因此這是可以接受的。若使用濾波器，則直流失調(diào)電壓誤差可忽略。
圖6 AD8225射頻干擾濾波器電路
使用共模射頻扼流圈做儀表放大器射頻干擾濾波器作為RC輸入濾波器的替代方案，可在儀表放大器的前面連接一個(gè)商用共模射頻扼流圈，如圖7所示。共模扼流圈是一種采用共用鐵芯的雙路繞組射頻扼流圈。 兩個(gè)輸入端的任何共模輸入射頻信號(hào)都會(huì)被扼流圈衰減。共模扼流圈以少量元件提供了一種簡(jiǎn)單的射頻干擾抑制方式，同時(shí)獲得了更寬的信號(hào)通帶，但這種方法的有 效性取決于所用共模扼流圈的質(zhì)量，最好選用內(nèi)部匹配良好的扼流圈。使用扼流圈的另一潛在問(wèn)題是無(wú)法像RC射頻干擾濾波器那樣提高輸入保護(hù)功能。采用射頻扼 流圈、額定增益為1000的AD620儀表放大器，輸入1 V p-p共模正弦波時(shí)，圖7所示電路可使直流失調(diào)電壓降至低于4.5 V RTI 的水平。高頻共模抑制比也大幅降低，如表I所示。
圖7 使用商用共模射頻扼流圈抑制射頻干擾
由于有些儀表放大器比其它放大器較易受射頻干擾影響，因此，使用共模扼流圈有時(shí)不足以解決問(wèn)題。這些情況下，最好使用RC輸入濾波器。射頻干擾測(cè)試
圖8顯示的是一種用于射頻干擾抑制測(cè)試的典型設(shè)置。若要測(cè)試這些電路的射頻干擾抑制情況，請(qǐng)用極短的引線(xiàn)將兩個(gè)輸入端連接起來(lái)。用一條50 端接電纜將優(yōu)質(zhì)正弦波發(fā)生器連接到該輸入端。
圖8 用于儀表放大器射頻干擾抑制測(cè)量的典型設(shè)置
拿一個(gè)示波器，調(diào)節(jié)正弦波發(fā)生器以使發(fā)生器端的輸出為1 V p-p。將儀表放大器設(shè)置為高增益（如100）。直流失調(diào)電壓可用一個(gè)數(shù)字電壓表（DVM）直接在儀表放大器的輸出端讀取。若要測(cè)量高頻共模抑制，將示波 器通過(guò)補(bǔ)償過(guò)的探頭與儀表放大器輸出端相連，并測(cè)量對(duì)輸入頻率的峰-峰值輸出電壓（即饋通）。當(dāng)計(jì)算對(duì)頻率的共模抑制比時(shí)，務(wù)必考慮輸入端接 （VIN/2）以及儀表放大器增益。相關(guān)閱讀：
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